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高壓變頻器

發(fā)布時(shí)間:2009-09-22 來(lái)源:揚(yáng)子工具集團(tuán) 瀏覽次數(shù):31296

在工業(yè)場(chǎng)合脏毯,前者主要是由于采用各種變流器后產(chǎn)生的諧波電流失真引起的陋疑,后者主
要是由于采用大量電感性負(fù)載,如異步電機(jī)引起的佩抹。所以功率因數(shù)的控制要從上述二
方面入手园欣。
由于采用了三電平PWM 整流電路版药,整流器三相輸入端和三電平變頻器三相輸出端
具有相似的電壓波形,輸入側(cè)的電感(也有用高阻抗輸入變壓器的漏感代替的幔膝,比如變
壓器設(shè)計(jì)為20%的漏感)能起到很好的濾波作用茅铺,對(duì)高次諧波電流的抑制作用尤為明
顯,輸入電流諧波失真為3%左右抑驹。有些方案毕模,除了電感,還加上電容盈侣,組成LC 濾波
電路腌哎,輸入諧波電流失真可達(dá)1%以下。在降低輸入諧波同時(shí)瘩穆,還解決了由于輸入電流
畸變引起的功率因數(shù)下降問(wèn)題禁歧。
對(duì)于位移功率因數(shù)的控制,則是通過(guò)圖19 所示的功率因數(shù)控制電路實(shí)現(xiàn)的嘉容。通
過(guò)鎖相環(huán)電路PLL架独,得到電網(wǎng)三相電壓合成空間矢量s V
ρ
的位置角信號(hào)θ ,采取類似矢
量控制中磁場(chǎng)定向的辦法饿呢,將輸入電流空間矢量按電網(wǎng)電壓空間矢量位置(參考坐標(biāo))
進(jìn)行定向脖旱,在電網(wǎng)電壓矢量同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上,將輸入電流矢量s I
ρ
分解為與電網(wǎng)電壓
矢量同向和與之垂直的二個(gè)分量介蛉,前者代表輸入電流的有功分量萌庆,后者代表無(wú)功分
量。在圖中币旧,直流母線電壓給定信號(hào)*
d E 與直流母線電壓反饋信號(hào)d E 践险,經(jīng)過(guò)直流母線
電壓調(diào)節(jié)器AVR,輸出電流有功分量的給定值*
p I (通過(guò)調(diào)節(jié)輸入電流的有功分量吹菱,即
可調(diào)節(jié)直流母線電壓)巍虫,該給定值與根據(jù)實(shí)際檢測(cè)得到的電流經(jīng)坐標(biāo)變換得到的電流有
功分量反饋值p I 進(jìn)行比較,經(jīng)過(guò)電流調(diào)節(jié)器ACR鳍刷,輸出p V 占遥。電流無(wú)功分量的給定值
*
q I 與根據(jù)實(shí)際檢測(cè)電流經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到的電流無(wú)功分量反饋值q I 進(jìn)行比較俯抖,經(jīng)電流
調(diào)節(jié)器ACR,得到q V 瓦胎。p V 和q V 芬萍,經(jīng)過(guò)電壓矢量計(jì)算,得到整流器輸入的空間電壓矢
量c V
ρ
敛意,控制整流器功率開(kāi)關(guān)的動(dòng)作她忱。
當(dāng)*
q I =0 時(shí),控制輸入功率因數(shù)為1胶勾;當(dāng)*
q I 為恒定值時(shí)腮德,為恒無(wú)功功率控制模
式;當(dāng)*
q I 跟隨*
p I 正比變換俄脂,其比值保持恒定時(shí)枫技,可實(shí)現(xiàn)恒功率因數(shù)控制方式。

圖19 輸入功率因數(shù)控制原理
2.4 三電平變頻器的派生方案
三電平變頻器的概念還可擴(kuò)展到多電平相吭,比如圖20 所示的即為采用二極管
箝位結(jié)構(gòu)的五電平變頻器秧朝,其原理與三電平變頻器大同小異,輸出電壓臺(tái)階數(shù)更多郊拄,
波形更好噩振,在相同器件耐壓下,可輸出更高的交流電壓楚陶,適合做成更高電壓等級(jí)的變
頻器钻寿,但器件的數(shù)量和系統(tǒng)的復(fù)雜性也大大增加了。

圖20 二極管箝位式五電平變頻器
除了前面提到的采用二極管箝位式的三電平或多電平變頻器左刽,還有采用電容飛跨
箝位式的多電平變頻器捺信,如圖21 所示,限于篇幅欠痴,詳細(xì)原理不再介紹迄靠。
圖21 電容飛跨箝位式五電平變頻器
3 單元串聯(lián)多電平PWM 電壓源型變頻器
單元串聯(lián)多電平PWM 電壓源型變頻器采用若干個(gè)低壓PWM 變頻功率單元串聯(lián)的方
式實(shí)現(xiàn)直接高壓輸出。該變頻器具有對(duì)電網(wǎng)諧波污染小喇辽,輸入功率因數(shù)高掌挚,不必采用
輸入諧波濾波器和功率因數(shù)補(bǔ)償裝置。輸出波形好菩咨,不存在諧波引起的電機(jī)附加發(fā)熱
和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)吠式,噪音,輸出dv/dt抽米,共模電壓等問(wèn)題特占,可以使用普通的異步電機(jī)。
3.1 單元串聯(lián)多電平變頻器原理
單元串聯(lián)多電平變頻器采用若干個(gè)獨(dú)立的低壓功率單元串聯(lián)的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)高壓輸
出,其原理如圖22a 所示摩钙。6KV 輸出電壓等級(jí)的變頻器主電路結(jié)構(gòu)如圖22b罢低。電網(wǎng)電壓
經(jīng)過(guò)副邊多重化的隔離變壓器降壓后給功率單元供電谎拴,功率單元為三相輸入荚谢,單相輸
出的交直交PWM 電壓源型逆變器結(jié)構(gòu)(圖22c),相鄰功率
單元的輸出端串接起來(lái)呐品,形成Y 接結(jié)構(gòu)凯挟,實(shí)現(xiàn)變壓變頻的高壓直接輸出,供給高壓電
動(dòng)機(jī)垒汉。每個(gè)功率單元分別由輸入變壓器的一組副邊供電辱滤,功率單元之間及變壓器二次
繞組之間相互絕緣。

圖22 單元串聯(lián)多電平變頻器
a) 電壓迭加原理 b)主電路結(jié)構(gòu) c)功率單元結(jié)構(gòu)
對(duì)于額定輸出電壓為6KV 的變頻器盛闻,每相由5 個(gè)額定電壓為690V 的功率單元串
聯(lián)而成沽贸,輸出相電壓最高可達(dá)3450V,線電壓可達(dá)6KV 左右悼晨,每個(gè)功率單元承受全部
的輸出電流抑昨,但只提供1/5 的相電壓和1/15 的輸出功率。當(dāng)每相由3 個(gè)額定電壓為
480V 的功率單元串聯(lián)時(shí)蛙梆,變頻器輸出額定電壓為2300V赚铅,當(dāng)每相由4 個(gè)額定電壓為
480V 的功率單元串聯(lián)時(shí),變頻器輸出額定電壓為3300V扶踊,當(dāng)每相由5 個(gè)額定電壓為
480V 的功率單元串聯(lián)時(shí)泄鹏,變頻器輸出額定電壓為4160V,當(dāng)每相由5 個(gè)額定電壓為
1275V 的功率單元串聯(lián)時(shí)秧耗,變頻器輸出額定電壓為10KV 左右备籽。所以,單元的電壓等級(jí)
和串聯(lián)數(shù)量決定變頻器輸出電壓分井,單元的電流額定決定變頻器輸出電流胶台。由于不是采
用傳統(tǒng)的器件串聯(lián)的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)高壓輸出,而是采用整個(gè)功率單元串聯(lián)杂抽,所以不存在
器件串聯(lián)引起的均壓?jiǎn)栴}诈唬。這種變頻器的一個(gè)發(fā)展方向是采用額定電壓較高的功率單
元,比如額定電壓為1275V 的單元缩麸,單元內(nèi)可采用3300V 的IGBT铸磅,以達(dá)到在滿足輸
入,輸出波形質(zhì)量要求的前提下杭朱,盡量減少每相串聯(lián)單元的個(gè)數(shù)阅仔,降低成本。
輸入變壓器實(shí)行多重化設(shè)計(jì),以達(dá)到降低輸入諧波電流的目的秕射。以6KV 變頻器為
例挑蚕,變壓器的15 個(gè)副邊,采用延邊三角形接法瞎角,分為5 個(gè)不同的相位組撵晨,互差12°電
角度,形成30 脈沖的二極管整流電路結(jié)構(gòu)覆靖,所以理論上29 次以下的諧波都可以消
除攒筛,輸入電流波形接近正弦波,總的諧波電流失真可低于1%午禽,見(jiàn)圖23鸳辈。即使對(duì)于每相
3 個(gè)功率單元串聯(lián)的結(jié)構(gòu)(2300V 電壓等級(jí)),整流電路是18 脈沖結(jié)構(gòu)绿锋,輸入諧波電流
失真也在3%以下崩旱。在變壓器副邊分配時(shí),組成同一相位組的每三個(gè)副邊澄港,分別給分屬
于電機(jī)三相的功率單元供電椒涯,這樣,即使在電機(jī)電流出現(xiàn)不平衡的情況下慢睡,也能保證
各相位組的電流基本相同逐工,達(dá)到理想的諧波抵消效果。這種變頻器不加任何諧波濾波

器就可以滿足供電部門對(duì)電壓和電流諧波失真的要求漂辐。由于采用二極管整流的電壓源
型結(jié)構(gòu)泪喊,電機(jī)所需的無(wú)功功率可由濾波電容提供,所以輸入功率因數(shù)較高髓涯,基本可保
持在0.95 以上袒啼,不必采用功率因數(shù)補(bǔ)償裝置。
圖23 單元串聯(lián)多電平變頻器輸入波形
逆變器輸出采用多電平移相式PWM 技術(shù)纬纪,同一相的功率單元輸出相同幅值和相位
的基波電壓蚓再,但串聯(lián)各單元的載波之間互相錯(cuò)開(kāi)一定電角度,實(shí)現(xiàn)多電平PWM包各,輸出
電壓非常接近正弦波摘仅。圖24 為一6KV 電壓等級(jí)變頻器的輸出電壓和電流波形。每個(gè)電
平臺(tái)階只有單元直流母線電壓大小问畅,dv/dt 很小谍益,使得電機(jī)絕緣不會(huì)受到影響。功率
單元采用較低的開(kāi)關(guān)頻率款萎,以降低開(kāi)關(guān)損耗逐点,且可以不用浪涌吸收電路亮翁,提高變頻器
的效率。由于采取多電平移相式PWM辞垦,等效輸出開(kāi)關(guān)頻率很高并臊,且輸出電平數(shù)增加,
可大大改善輸出波形怎棋,降低輸出諧波帆疚,諧波引起的電機(jī)發(fā)熱,噪音和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)都大大
降低坎扰。所以這種變頻器對(duì)電機(jī)沒(méi)有特殊的要求曹均,可用于任何普通的高壓電機(jī)斧壮,也可用
于舊電機(jī)物虑,且不必降額使用。由于輸出dv/dt 很低蔬咬,不會(huì)產(chǎn)生輸出電纜較長(zhǎng)時(shí)行波反
射引起浪涌電壓增加造成電機(jī)絕緣破壞問(wèn)題鲤遥,所以對(duì)變頻器輸出至電機(jī)之間的電纜長(zhǎng)
度沒(méi)有特殊限制。
圖24 單元串聯(lián)多電平變頻器輸出波形
與采用高壓器件直接串聯(lián)的變頻器相比林艘,采用這種主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)會(huì)使器件的數(shù)
量增加盖奈,對(duì)于6KV 變頻器,共使用60 個(gè)低壓IGBT狐援,但低壓IGBT 門極驅(qū)動(dòng)功率較低钢坦,
其峰值值驅(qū)動(dòng)功率不到5W,平均驅(qū)動(dòng)功率不到1W啥酱,驅(qū)動(dòng)電路非常簡(jiǎn)單爹凹。由于開(kāi)關(guān)頻率
很低,且不必采用均壓電路和浪涌吸收電路镶殷,所以系統(tǒng)在效率方面仍具有較大的優(yōu)
勢(shì)禾酱,變頻器效率可達(dá)98.5%以上,包括輸入變壓器和變頻器的總體效率一般可高達(dá)
97%绘趋。由于功率單元采用電容濾波的電壓源型結(jié)構(gòu)颤陶,變頻器可以承受30%的電源電壓下

降而繼續(xù)運(yùn)行(降額運(yùn)行),并且在電網(wǎng)瞬時(shí)斷電5 個(gè)周期內(nèi)還能滿載運(yùn)行静冯。功率單元
中采用目前低壓變頻器中廣泛使用的低壓IGBT 功率模塊肿功,技術(shù)成熟,可靠狱鼎。
由于采用二極管不可控整流電路結(jié)構(gòu)卸矾,所以變頻器對(duì)浪涌電壓的承受能力較強(qiáng),
雷擊或開(kāi)關(guān)操作引起的浪涌電壓可以經(jīng)過(guò)變壓器(變壓器的阻抗一般為8%左右)篱辫,產(chǎn)生
浪涌電流势粱,經(jīng)過(guò)功率單元的整流二極管,給濾波電容充電,濾波電容足夠吸收進(jìn)入到
單元內(nèi)的浪涌能量食土。另外衔帚,變壓器原邊安裝了壓敏電阻浪涌吸收裝置,起到進(jìn)一步保
護(hù)作用医熊。而一般的電流源型變頻器浴魏,輸入阻抗很高,對(duì)浪涌電壓的吸收效果就遠(yuǎn)遠(yuǎn)不
如電壓源型變頻器蚯唱。
功率單元與主控系統(tǒng)之間通過(guò)光纖進(jìn)行通訊文宜,以解決強(qiáng)弱電之間的隔離問(wèn)題和干
擾問(wèn)題。功率單元采用模塊化結(jié)構(gòu)哗蜈,所有的功率單元可以互換前标,維修也比較方便,每
個(gè)單元只有3 個(gè)輸入距潘,2 個(gè)輸出電氣連接端和一個(gè)光纖插頭與系統(tǒng)連接炼列,所以功率單
元的更換十分方便。采用功率單元自動(dòng)旁路技術(shù)可使變頻器在功率單元損壞的情況下
繼續(xù)運(yùn)行(降額運(yùn)行)音比,大大提高系統(tǒng)的可靠性俭尖。若采用冗余功率單元設(shè)計(jì)方案,即使
在功率單元損壞的前提下洞翩,還能滿載運(yùn)行稽犁。由于采用二極管整流電路,所以能量不能
回饋電網(wǎng)骚亿,不能四象限運(yùn)行已亥,主要應(yīng)用領(lǐng)域?yàn)轱L(fēng)機(jī)和水泵。如需要應(yīng)用于要求能量回
饋的場(chǎng)合循未,需要把整流橋采用IGBT 做PWM 整流陷猫,但成本會(huì)大大提高。
3.2 多重化整流電路
將幾個(gè)橋式整流電路多重聯(lián)結(jié)可以減少輸入諧波電流岩哥,采用自換相整流電路可以
提高位移功率因數(shù)在轮。本變頻器采用的就是多重化聯(lián)結(jié)的自換相整流電路。多重化輸入
變壓器的設(shè)計(jì)方法很多复罕,下面介紹其中一種多重化的原理铣碴。
在下面分析中不考慮變壓器漏抗引起的重疊角,并且假設(shè)整流變壓器各繞組的線
電壓之比為1:1塑业。為了分析方便箱仰,假定直流環(huán)節(jié)電流為恒定值,這個(gè)條件一般在電流
源型變頻器中近似成立低柑,在電壓源型變頻器中屁膝,直流環(huán)節(jié)電流則為脈動(dòng)狀眶约。
1 移相30°構(gòu)成的12 脈沖整流電路 圖25 是這種電路的原理圖,整流
變壓器二次繞組分別采用星形和三角形聯(lián)結(jié)穷歹,構(gòu)成相位差30°嚼龄,大小相等的兩組電
壓,接到二組整流橋段直。因繞組聯(lián)結(jié)不同吃溅,變壓器一次繞組和兩組二次繞組的匝比如圖
所示,為1:1: 3 鸯檬。
圖25 12 脈沖整流電路結(jié)構(gòu)

圖26 為該電路輸入電流波形圖决侈。其中圖c 的′
ab2 i 在圖中未標(biāo)出,它是
第Χ 組整流橋iab2折算到變壓器一次側(cè)A 相繞組中的電流喧务。圖d 的中輸入電流iA 為圖
a 的ia1和圖c 的′
ab2 i 之和赖歌。
圖26 12 脈沖整流電路電流波形
對(duì)圖26 波形 iA進(jìn)行傅利葉分析,可得其基波幅值A(chǔ)1和n 次諧波
幅值A(chǔ)n分別如下:
d A I
π
4 3
1 =
k d I
k
A
π
4 3
12 1
1
12 1 ±
= ± (k=1,2,3…)
即輸入電流諧波次數(shù)為11蹂楣,13俏站,23讯蒲,25痊土,35,37墨林,…赁酝。其幅值與次數(shù)成反比而降
低。
該電路的其它特性如下:
輸入電流有效值 d I 1.577I 1 =
輸入電流總畸變率 THDi = 0.1522
位移因數(shù)cosϕ cosα 1 =
基波因數(shù) ( 2) 0.9886 1 1 ν = A I =
功率因數(shù) λ ν cosϕ 0.9886cosα 1 = =
2 移相20°構(gòu)成的18 脈沖整流電路 圖27 是其電路圖旭等,其中整流橋
采用簡(jiǎn)化畫法酌呆。對(duì)于整流變壓器來(lái)說(shuō),采用星形明疮,三角形聯(lián)結(jié)組合無(wú)法移相20°忱脆,這
里第I,III 繞組采用了延邊三角形曲折聯(lián)結(jié)儡矫。這種連接的每相由對(duì)應(yīng)于一次側(cè)不同相
的繞組串聯(lián)而成圈蔬,改變所取繞組的匝比可以實(shí)現(xiàn)任意角度的相移。以一次側(cè)每相繞組
為1 時(shí)角殃,通過(guò)求解圖27 中第I 組橋a1相繞組的三角形可得圖中繞組
Wx杆谓,Wy的匝數(shù)分別為

0.395
sin120
= sin 20 = °
°
x N
0.742
sin120
= sin 40 = °
°
y N
圖27 18 脈沖整流電路結(jié)構(gòu)
圖28 為整流變壓器一次側(cè)輸入電流波形iA,其基波和諧波幅值分別為:
d A I
π
6 3
1 =
k d I
k
A
π
6 3
18 1
1
12 1 ±
= ± (k=1,2,3…)
即輸入電流諧波次數(shù)為17险丧,19歼虽,35,37愧鹊,53而灸,55拐尚,…。其幅值與次數(shù)成反比而降
低电湘。
圖28 18 脈沖整流電路輸入電流波形
 


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